一般來講，開關頻率越高，輸出濾波器元件L和CO的尺寸越小。因此，可減小電源的尺寸，低落其本錢。帶寬更高也可以改造負載瞬態(tài)響應。可是，開關頻率更高也意味著與交換相關的功率損耗更高，這需要更大的電路板空間或散熱器來限制熱應力。今朝，對付 ≥10A的輸出電流應用，大大都降壓型電源的事情頻率范疇為100kHz至1MHz ~ 2MHz。 對付<10A的負載電流，開關頻率可高達幾MHz。每個設計的最優(yōu)頻率都是通過仔細衡量尺寸、本錢、效率和其他機能參數(shù)實現(xiàn)的。

輸出電感選擇

在同步降壓轉(zhuǎn)換器中，電感峰峰值紋波電流可計較如下：

在給定開關頻率下，低電感提供大紋波電流并發(fā)生大輸出紋波電壓。大紋波電流也會增加MOSFET RMS電流和傳導損耗。另一方面，高電感意味著電感尺寸大，電感DCR和傳導損耗也大概較高。凡是，在選擇電感時，會選擇高出最大直流電流比的10% ~ 60%峰峰值紋波電流。電感供給商凡是指定DCR、RMS（加熱）電流和飽和電流額定值。在供給商的最大額定值內(nèi)設計電感的最大直流電流和峰值電流很是重要。

功率MOSFET選擇

為降壓轉(zhuǎn)換器選擇MOSFET時，首先確保其最大VDS額定值高于具有足夠裕量的電源VIN(MAX)?？墒牵灰x擇額定電壓過高的FET。譬喻，對付16VIN(MAX)電源，額定值為25V或30V的FET很是適合。額定值為60V的FET的電壓過高，因為FET的導通電阻凡是隨額定電壓的增加而增加。接下來，F(xiàn)ET的導通電阻RDS(ON)和柵極電荷QG（或QGD）是兩個最重要的參數(shù)。凡是需要在柵極電荷QG和導通電阻RDS(ON)之間舉辦取舍。一般而言，硅芯片尺寸小的FET具有低QG、高導通電阻RDS(ON)，而硅芯片尺寸大的FET具有低RDS(ON)和大QG。在降壓轉(zhuǎn)換器中，頂部MOSFET Q1同時接收了傳導損耗和交換開關損耗。Q1凡是需要低QG FET，出格是在具有低輸出電壓和小占空比的應用中。低壓側(cè)同步FET Q2的交換損耗較小，因為它凡是在VDS電壓靠近零時導通或關斷。在這種環(huán)境下，對付同步FET Q2，低RDS(ON)比QG更重要。假如單個FET無法處理懲罰總功率，則可并聯(lián)利用多個MOSFET。

輸入和輸出電容選擇

首先，應選擇具有足夠電壓降額的電容。

降壓轉(zhuǎn)換器的輸入電容具有脈動開關電流和大紋波電流。因此，應選擇具有足夠RMS紋波電流額定值的輸入電容以確保利用壽命。鋁電解電容和低ESR陶瓷電容凡是在輸入端并聯(lián)利用。

輸出電容不只抉擇輸出電壓紋波，并且抉擇負載瞬態(tài)機能。輸出電壓紋波可以通過公式(15)計較。對付高機能應用，要只管淘汰輸出紋波電壓并優(yōu)化負載瞬態(tài)響應，ESR和總電容都很重要。凡是，低ESR鉭電容、低ESR聚合物電容和多層陶瓷電容(MLCC)都是不錯的選擇。

封鎖反饋調(diào)理環(huán)路

開關模式電源尚有一個重要的設計階段——通過負反饋節(jié)制方案封鎖調(diào)理環(huán)路。這項任務凡是比利用LR或LDO更具有挑戰(zhàn)性。它需要充實相識環(huán)路行為和賠償設計，通過不變環(huán)路來優(yōu)化動態(tài)機能。

降壓轉(zhuǎn)換器的小信號模子

如前所述，開關轉(zhuǎn)換器隨開關開啟或封鎖狀態(tài)改變事情模式。它是一個分立式非線性系統(tǒng)。要利用線性節(jié)制要領來闡明反饋環(huán)路，需要舉辦線性小信號建模[1][ 3]。由于輸出L-C濾波器，占空比D至輸出VO的線性小信號轉(zhuǎn)換函數(shù)實際上是一個具有兩個頂點和一個零點的二階系統(tǒng)，如公式(16)所示。在輸出電感和電容的諧振頻率處有兩個頂點。有一個由輸出電容和電容ESR抉擇的零點。

個中， ，

電壓模式節(jié)制與電流模式節(jié)制

輸出電壓可由閉環(huán)系統(tǒng)調(diào)理，如圖11所示。譬喻，當輸出電壓增加時，反饋電壓VFB增加，而負反饋誤差放大器的輸出淘汰。因此，占空比減小。輸出電壓被拉回，使VFB = VREF。誤差運算放大器的賠償網(wǎng)絡大概是I型、II型或III型反饋放大器網(wǎng)絡[3] [ 4]。只有一個節(jié)制環(huán)路來調(diào)理輸出。這種方案稱為電壓模式節(jié)制。ADI LTC3775和LTC3861是典范的電壓模式降壓節(jié)制器。